下一代5G網絡的愿景是：相比現有的4G網絡，在容量、覆蓋范圍和連接性方面實現數量級提升，同時大大降低運營商和用戶的每比特數據成本。圖1顯示了5G技術和網絡實現的多項使用案例和服務。
5G新無線電(NR)標準化第一階段的重點是定義一種無線電接入技術(RAT)，利用新的寬帶頻率分配(包括
6GHz以下和24GHz以上的頻段)，以實現國際
移動通信2020年及之后的愿景展望中提出的大峰值吞吐量和低延時。
通過利用NR RAT，尤其是在毫米波頻段方面實現的改進，移動網絡運營商只需花費傳統電纜和光纖到戶設施的一小部分時間和成本，即可向家庭、公寓和企業提供千兆固定無線接入(FWA)服務。運營商還將FWA作為提供真正
移動寬帶體驗的試驗平臺。意料之中的是，Verizon、AT&T以及其他運營商正在大力開展FWA試驗，目標是在2019年實現完全商業化。
本部分分析了提供上述新型毫米波FWA服務所需的架構，以郊區部署為例討論了鏈路預算要求，介紹了用于基站收發信機(BTS)的混合波束成型技術與全數字波束成型技術的特點和兩者之間的權衡，并分析了實現這兩種技術的半導體技術。
FWA部署
使用毫米波的一個明顯優勢是能夠以較低成本利用此前未充分利用的連續頻譜。這些頻段可實現高達400MHz的載波帶寬，且商用BTS設計為采用支持最高1.2GHz瞬時帶寬的載波聚合。用戶端設備(CPE)將支持超過2Gbps的峰值速率，并具有多種外形尺寸：全室外分體式安裝型、全室內桌面型和dongle型。隨后還將推出
移動電話型終端。
全球毫米波頻譜可用性如圖2所示。在美國，大部分試驗都是在之前的27.5至28.3
5GHzLMDS頻段范圍中進行，但運營商計劃在更寬的39GHz頻段(已在更大的經濟區域獲得許可)中進行全國部署。3GPP已經分配了這些候選頻段，并且除了28GHz，各候選頻段將由國際
電信聯盟在全球進行協調。
圖2：全球24GHz以上的
5G頻段
FWA描述了一個集中的分扇區的BTS與多個固定或
移動用戶之間的無線連接(圖3)。系統設計為利用現有的塔站，并支持低成本自裝式CPE擴建。為了保持較低的初期部署成本并促成FWA的商業化，這兩者都至關重要。初期部署主要為室外到室外部署，并采用專業的屋頂安裝方式，可最大限度地擴大覆蓋范圍，從而確保最初的客戶滿意度，同時使BTS和CPE設備有時間實現所需的成本和性能目標。
圖3：端到端FWA網絡
較大的覆蓋范圍對于成功實現FWA商業化至關重要。為了說明這一點，我們設想在一個每平方公里有800個家庭的郊區進行部署，如圖4所示。對于站點間距離(ISD)為500m的BTS，我們需要至少9個蜂窩站點的20個扇區，每個扇區覆蓋35個家庭。假設33%的用戶簽約使用1Gbps服務，且網絡超額利用率為目前的5倍，則所需的平均BTS總容量為每個扇區3Gbps。假設平均頻譜效率為2bps/Hz，且空間復用層數為4，則利用400MHz的帶寬就可以滿足這一容量需求。如果用戶每個月支付100美元的費用，則年收入將為280,000美元/平方公里/年。當然，如果不考慮重復成本，我們不太清楚FWA是不是一個好的商業模式，但我們可以得出以下結論：當ISD增加時，這個商業用例會有所改善。為此，運營商要求設備供應商構建能夠在最高規定限值下運行的BTS和CPE設備，以最大限度地提高覆蓋率和盈利能力。
圖4：城市郊區環境中的FWA
美國聯邦通信委員會已經為28和39GHz頻段定義了非常高效的全向輻射功率(EIRP)，如表1所示。這樣一來，在運營商預期的成本、尺寸、重量和功率預算范圍內構建符合這些目標要求的系統成為一大挑戰。選擇適當的前端架構和RF半導體技術是應對這一挑戰的關鍵。
FWA鏈路預算
標準機構一直在忙于定義性能要求，以及評估各種毫米波頻率的用例。城市宏場景是典型FWA部署的最佳表現形式：具有較大的ISD(300至500m)，并提供較高的路徑損耗預算，可克服毫米波頻率范圍內遇到的許多傳播挑戰。為搞清所需的鏈路預算，我們采用了可說明非視線站點條件和室外至室內穿透性的大規模精細信道模型(如3GPP定義的模型)進行路徑損耗統計模擬。圖5顯示了設備供應商和運營商在500m ISD城市宏環境下進行部署的結果。在這個模擬部署中，我們采用了28GHz信道模型，其中室內用戶和室外用戶分別占80%和20%。在室內用戶中，50%采用高穿透損耗模型，50%采用較低損耗模型。從長遠角度來說，運營商希望潛在的用戶中至少80%可自行安裝，以最大限度地減少成本更高的專業屋頂安裝。分布曲線表明，系統的最大路徑損耗為165dB。
圖5：ISD為500m的城市宏站環境下的路徑損耗模擬統計。
閉合鏈路取決于多個變量，包括發射EIRP、接收天線增益、接收器噪聲系數(NF)和最小邊緣覆蓋吞吐量。為避免過度設計成本敏感型CPE設備，以及將負擔轉移至BTS，鏈路設計應從CPE接收器開始，并采用反向推導的方法達到BTS發射器要求。為了代替傳統的G/T(隨系統噪聲溫度變化的天線增益率)品質因數(FOM)，我們定義了一個更便利的G/NF FOM：通過接收器的NF進行歸一化處理的峰值天線增益(包括波束成型增益)。圖6說明了各種接收G/NF所需的EIRP，以便克服提供1Gbps邊緣覆蓋吞吐量的目標路徑損耗。這里假設調制頻譜效率為2bps/Hz，解調信噪比(SNR)為8dB。從圖中可以看出，我們可以確定各種CPE接收器G/NF所需的BTS EIRP。例如，當CPE接收器G/NF≥21dBi時，要在路徑損耗為165dB的條件下維持1Gbps的鏈路，將需要65dBm BTS EIRP。
圖6 ： 發射EIRP與接收G/NF相對于1Gbps邊緣覆蓋吞吐量的路徑損耗。
接下來，我們將通過描述實現21dB G/NF(圖7)所需的最少陣列天線單元，探討接收器NF的影響。我們還將介紹低噪聲放大器(LNA)的總功耗。通過調整坐標軸范圍，我們可以將兩者重疊，并觀察NF對陣列大小、復雜性和功率的影響。在這個示例中，每個LNA的功耗為40mW，這是相控陣的典型功耗。圖中還顯示了30GHz頻率條件下，130nm SiGe BiCMOS、90nmGaAs PHEMT和150nm GaN HEMT的RFFE NF，包括T/R開關損耗�；衔锇雽w技術可將NF降低1.5dB或以上，從而將陣列大小、功耗乃至CPE成本減少30%。
圖7：陣列大小與前端NF和功耗的關系(G/NF=21dB)
為探索對RFFE組件技術選擇和設計而言至關重要的架構權衡，我們先來了解天線掃描要求。然后，我們會重點介紹電路密度和封裝對集成式雙極化接收/發射陣列的影響。最后，我們會研究全數字波束成型和混合射頻波束成型架構，以及這兩種架構各自的要求。
一維或二維掃描
陣列中有源信道的數量取決于許多因素。我們先來了解一下方位角和仰角掃描要求，以及典型的FWA部署是否需要使用二維波束成型，亦或只使用復雜性更低的一維(僅方位角)波束成型陣列即可。這個決定對功率放大器(PA)有一定影響。圖8顯示了兩種FWA部署場景。在郊區部署中，信號塔高度為15至25m，蜂窩半徑為500至1000m，住宅平均高度為10m。正如傳統的宏蜂窩系統那樣，該部署場景中無需采用完全自適應仰角掃描。通過共同饋電多個無源天線單元，可向下聚焦仰角波束，如圖9a所示。輻射單元的垂直層疊列旨在最大程度地減少住宅上方的輻射，并覆蓋地面上的任何零位區域。此外，增益模式設計為以與路徑損耗相同的速率相對地增加，從而為遠近用戶提供更均勻的網絡覆蓋。標稱半功率波束寬度可以近似表示為102°/NANT，而陣列增益幅度為10log10(NANT)+5dBi。借助無源天線組合，可集中仰角波，并增加固定天線增益，如表2所示。對于郊區FWA部署，采用13至26°的波束寬度就夠了，同時利用4至8個天線單元的無源列陣列組合。然而，在城市部署場景中，仰角掃描要求更高，且使用的系統僅限于1至2個無源單元。
圖8：陣列復雜性取決于部署場景所需的掃描范圍：郊區(a)或城市(b)
圖9b說明了逐個單元饋電的有源陣列。逐個單元饋電的陣列和按列饋電的陣列架構具有相同的天線增益，但按列饋電的陣列具有固定仰角波束模式。逐個單元饋電的陣列支持更寬的掃描角度，但所需的PA、相移器和可變增益組件數量是包含4個單元的天線的4倍。為實現相同的EIRP，用于驅動由4根天線組成的按列饋電陣列的PA需要提供至少4倍的輸出功率，而這很容易改變半導體選擇。我們有理由認為，郊區BTS將使用無源天線增益比城市部署高6至9dB的天線。因此，相控陣只需更少的有源信道，就能夠實現相同的EIRP，從而顯著減少了有源組件數量并降低了集成復雜性。
圖9：按列饋電的有源陣列(a)和逐個單元饋電的有源陣列(b)。
陣列前端密度
早期的毫米波FWA BTS設計采用單獨的單極化發射和接收天線陣列，這使得電路板有更多的空間來容納組件。另外，這類設計避免了T/R開關的額外插入損耗和線性度難題。然而，使用集成式T/R雙極化陣列已成為架構發展的一大趨勢(圖10)，這使RFFE密度不斷增加。關鍵原因在于空間相關性。自適應波束成型性能取決于接收和發射陣列之間的相對校準能力。因此，集成雙極化發射和接收信道就變得非常重要，這樣陣列就可以共用一套通用的天線單元和RF路徑。最終結果就是，RFFE的電路密度要為早期系統的4倍。
圖10：FWA天線陣列由單獨的T和R型陣列發展至集成式雙極化T/R型陣列
使用毫米波頻率時，相控陣單元之間的格柵間距變得非常小，例如39GHz時為3.75mm。為最大限度地減少饋電損耗，務必將前端組件置于靠近輻射單元的位置。因此，必須縮小RFFE的占用面積，同時將多種功能整體集成在裸片上或多芯片模塊封裝內。要在很小的面積內部署所有這些功能，需要極小的PA，而這就要求陣列大小成倍增大或使用GaN等高功率密度技術。此外，采用能夠耐受較高結溫的半導體技術至關重要。溫度高于150℃時，SiGe的可靠性會急劇下降，而GaN-on-SiC的額定溫度為225℃。這一75℃的結溫優勢對熱設計有很大的影響，尤其是針對室外被動冷卻式相控陣。
全數字與混合陣列
對于BTS供應商來說，自然是要先探索將當前
6GHz以下的全數字波束成型、大規模MIMO平臺擴展至毫米波。這樣便可以保留針對波束成型空間復用的基礎架構和高級信號處理算法。然而，由于毫米波提供的信道帶寬大幅提高，以及需要許多有源信道，人們擔心此類系統的功耗和成本過高也是有根據的。因此，供應商開始探索混合波束成型架構，5以實現基帶信道數量與有源RF信道數量之間的靈活性。這種方法可更好地平衡模擬波束成型增益與基帶處理。
數字波束成型
假設郊區FWA不需要使用大仰角掃描，且設計優良的列陣天線可提供高達14dBi的增益，首先我們采用一個以65dBm EIRP為目標的毫米波BTS收發器設計，然后使用已問世多年的現成點對點微波無線電組件(包括高功率28GHz GaN平衡放大器)來計算功耗。多翼陣列和收發器如圖11所示。假設使用循環器且饋電損耗為1.5dB，那么天線端口的功率為27dBm。從下述方程可以看出，要實現65dBm EIRP，需要使用16個收發器，這些收發器組合在一起可提供12dB的數字波束成型增益：
圖11：采用數字波束成型和現成商用組件的陣列設計
每個收發器的功耗如圖12所示。發射占空比為80%時，16個翼的總功耗(PDISS)為每極化220W，而雙極化系統則為440W。對于需要采用無源冷卻的全室外塔頂電子設備，當RF子系統的功耗超過300W時，熱管理就相當具有挑戰性了。這表明，采用當今現成組件的全數字波束成型架構是不切實際的。不過，即將問世的新型GaN FEM可幫助解決這個問題。如圖13所示，集成在FEM中的GaN PA將經過驗證的可靠Doherty高效提升技術應用于毫米波。使用Doherty PA時，需要采用數字預調失真(DPD)技術；然而，毫米波頻段的鄰道功率比(ACPR)要求明顯更松，從而可實現“更輕巧”的DPD解決方案。PSAT為40dBm的對稱型多級Doherty PA的估算功耗可降低50%以上。在上述系統中，單單這一項改進就可將總PDISS降至300W以下。加上新一代RF采樣數模和模數轉換器實現的功耗節省、毫米波CMOS收發器的改進以及小信號集成度的提高，不久后，我們就能目睹更多全數字波束成型解決方案的部署。
圖12：發射(a)和接收(b)鏈的功耗
圖13：采用對稱型GaN Doherty PA和開關LNA的集成式FEM(a)和27.5至29.
5GHz的PA性能(b)
混合波束成型
混合波束成型有源陣列的基本框圖如圖14所示。此處，N個基帶信道用于驅動RF模擬波束成型器，進而將信號分為M條路徑，并提供獨立的相位和幅度控制。FEM用于驅動每個M單元子陣列面板�；鶐窂胶妥雨嚵忻姘宓臄盗坑伤杩臻g流或波束的最小數量決定。每個子陣列面板中波束成型器分支和單元的數量由目標EIRP與G/NF確定。盡管流行的設計比率是每16至64個有源單元一個基帶路徑，但實際比率取決于部署場景。例如，如果采用熱點小基站(或在CPE終端側) ， 那么一個1:16單面板就可以了。一個宏BTS可以有2至4個子陣列面板和64個有源單元，其中每個面板均為雙極化面板，因此共有4至8個基帶路徑和256至512個有源單元。同時利用數字和模擬波束成型可最大限度地擴大覆蓋范圍，或單獨向多個用戶提供空間上相互獨立的波束。
圖14：采用混合波束成型的有源陣列
有一個重要的問題就是，SiGe前端是否能夠提供足夠的輸出功率和效率，以避免使用更高性能的III-V族技術(如GaA或GaN)。利用出色的封裝和集成技術，這兩種方法都能夠滿足嚴格的天線格柵間距要求。
